1引言
永磁同步電動機除了自身結(jié)構(gòu)的優(yōu)點外,近年來隨著永磁材料的發(fā)展,以及功率電子學(xué)技術(shù)和控制技術(shù)的發(fā)展,永磁同步電動機的應(yīng)用越來越廣泛。 凸極式永磁同步電動機由于具有更高的輸出密度和更好的動態(tài)性能,在實際應(yīng)用中越來越受到重視[1]。
高性能的永磁同步電動機控制系統(tǒng)中主要采用的矢量控制。 交流電動機的矢量控制由德國學(xué)者blaschke于1971年提出,從而從理論上解決了交流電動機轉(zhuǎn)矩的高性能控制問題。 該控制方法首先應(yīng)用于感應(yīng)電動機,但很快被移植到了同步電動機中。 事實上,在永磁同步電動機中矢量控制很容易。 這是因為這樣的電動機在矢量控制中感應(yīng)電動機不存在滑動頻率電流,控制對參數(shù)(主要是轉(zhuǎn)子參數(shù))的影響也很小。
永磁同步電動機的矢量控制本質(zhì)上是定子電流在轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(dq0坐標(biāo)系)中的兩個分量的控制。 因為電機的電磁轉(zhuǎn)矩的大小取決于上述兩個定子電流分量。 根據(jù)給出的輸出轉(zhuǎn)矩,有多種不同的d、q軸電流的控制組合。 不同的組合會影響系統(tǒng)的效率、功率因數(shù)、電機端電壓和轉(zhuǎn)矩輸出能力,從而形成各種永磁同步電動機的電流控制方法。 [2]針對凸極型永磁同步電動機的特點,本文采用最優(yōu)轉(zhuǎn)矩控制(mtpa ),用更適合實際應(yīng)用的方法實現(xiàn),并進行了仿真驗證。
圖1電流id、iq和轉(zhuǎn)矩te的關(guān)系曲線
2永磁同步電動機的數(shù)學(xué)模型
首先,需要建立永磁同步電動機轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速dq0坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型,該模型不僅可以用于電動機穩(wěn)態(tài)運行性能的分析,還可以用于電動機瞬態(tài)性能的分析。
為了建立永磁同步電機的dq0軸系數(shù)學(xué)模型,首先,(1)忽略電機鐵心的飽和; (2)不計算電動機的渦流和磁滯損耗; (3)轉(zhuǎn)子上沒有阻尼線圈; 4 )電機的反電動勢為正弦波。
這樣,得到了永磁同步電動機dq0軸系中的數(shù)學(xué)模型的電壓、磁鏈和電磁轉(zhuǎn)矩方程式,分別如下。
(一) ) )。
(二) ) )。
(三) )
式中,ud和uq是dq軸上的電壓分量; id和iq是dq軸上的電流分量; rs為定子繞組電阻時; ld和lq為dq軸上電感,d和q為dq軸上的磁鏈成分,e為轉(zhuǎn)子的電角速度; f是永久磁鐵磁鏈; pn是極對數(shù)。
圖2 mtpa矢量控制系統(tǒng)的仿真圖
3最佳轉(zhuǎn)矩(mtpa )控制原理與實現(xiàn)(3-9) )。
最佳轉(zhuǎn)矩控制也稱為最大轉(zhuǎn)矩電流比控制(mtpa ),是指在施加轉(zhuǎn)矩時,將d軸和q軸的電流分量配置為最佳,使定子電流最小。 MPA控制可以減少電動機的銅消耗,提高運行效率,從而優(yōu)化整個系統(tǒng)的性能,同時減輕變頻器的工作負擔(dān)。
如果將式(2)代入式)3),則得到以下結(jié)果。
(四) )。
最佳轉(zhuǎn)矩控制問題等價于定子電流滿足式(4)條件的極值問題。 作為拉格朗日函數(shù):
(五) )。
其中,是拉格朗日乘數(shù)。 將式(5)分別針對id、iq、求出偏導(dǎo)數(shù),分別設(shè)為0時,如下所示。
p>(6)
由式(6)的前兩項可以得到iq與id之間的關(guān)系:
(7)
將式(7)代入式(4),便可以得te和id的關(guān)系:
(8)
式(7)和式(8)就是mtpa控制方法在運行時,te、id和iq這三者之間應(yīng)該滿足的關(guān)系式。
我們在實際控制時,需要知道任意時刻的te參考值所對應(yīng)的id和iq參考值,這就需要得到像這樣的關(guān)系式。從式(7)和(8)可以知道,要反解出id=f(te)和iq=f(te)這兩個關(guān)系式是很困難的,而且即便能解出來,也需要大量的運算。這難以滿足實際運用的需求,所以,需要一種簡潔的適合實際應(yīng)用的方法。
利用matlab這個工具可以來實現(xiàn)這種方法。首先,根據(jù)式(7)和(8)我們可以畫出id=f(te)和iq=f(te)的函數(shù)曲線,如圖1所示,電機參數(shù)與后續(xù)仿真所用參數(shù)一致。
然后通過曲線擬合的方式得到近似的多項式函數(shù)。針對所用的仿真電機參數(shù),用三階多項式函數(shù)就能達到幾乎重合的擬合效果,如圖1所示,具體的表達式如下:
(9)
于是,當(dāng)參考轉(zhuǎn)矩指令t*e給定后,就能根據(jù)上式得到對應(yīng)的參考電流i*d和i*q。進而得到定子電壓的參考值u*d和u*q,之后便可利用svpwm調(diào)制出逆變器的開關(guān)信號,完成對電機的矢量控制。
圖3 轉(zhuǎn)速波形
4 仿真實驗及結(jié)果分析
針對上述方法,利用matlab/simulink建立系統(tǒng)的仿真模型進行仿真研究。電機參數(shù)如下:rs=2.875ω,ld= 4.5mh,lq=13.5mh,φf=0.179wb,pn=4,j=0.000815kg·m2。整個控制系統(tǒng)仿真圖如圖2所示,部分模塊進行了封裝處理。其中,直流母線電壓為300v,逆變器開關(guān)頻率為10khz,svpwm采用兩電平結(jié)構(gòu)。
圖4 轉(zhuǎn)矩波形
圖5 三相定子電流波形
仿真設(shè)置如下:電機空載啟動,初始給定轉(zhuǎn)速為3000r/min,0.1s時加入額定負載3n.m,0.2s時轉(zhuǎn)速增加到4000r/min,0.4s時轉(zhuǎn)速再降回3000r/min。轉(zhuǎn)速環(huán)和電流環(huán)都采用pi調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)。其中速度pi調(diào)節(jié)器參數(shù)為kp=0.06,ki=0.75;d軸電流調(diào)節(jié)器參數(shù)為kp=4.5,ki =1.8;q軸電流調(diào)節(jié)器參數(shù)為kp=6.5,ki =1.8。
圖6 d-q軸電流波形
圖3~圖6分別為仿真實驗得到的轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩、三相定子電流和dq軸電流波形圖。當(dāng)不采用mtpa電流控制策略而采用傳統(tǒng)的id=0電流控制策略時,當(dāng)仿真轉(zhuǎn)速給定條件一致時,三相定子電流波形和轉(zhuǎn)速波形分別如圖7和圖8所示。
圖7 id=0控制時三相定子電流
圖8 id=0控制時轉(zhuǎn)速波形
從仿真結(jié)果可知,采用mtpa控制時,在啟動、突加負載、增大給定轉(zhuǎn)速和減小給定轉(zhuǎn)速時,電機實際轉(zhuǎn)速都能快速的跟蹤轉(zhuǎn)速指令,這說明控制系統(tǒng)的動態(tài)性能很好。在相同的運行條件下,與id=0控制相比,mtpa控制時的定子電流明顯要小得多,轉(zhuǎn)速響應(yīng)幾乎沒有超調(diào)。這說明采用曲線擬合來實現(xiàn)的mtpa控制能優(yōu)化配置d軸和q軸電流分量,保持系統(tǒng)正常運轉(zhuǎn)所需的電流最小值。同時也可以看出,在減小轉(zhuǎn)速給定值時,轉(zhuǎn)矩和電流波動較大,這在實際運用中有可能會影響整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性,所以還可以進行一些優(yōu)化控制。
本文提出了一種凸極式永磁同步電動機最優(yōu)轉(zhuǎn)矩矢量控制策略,并用更符合實際應(yīng)用的方法進行實現(xiàn)。該策略使電機轉(zhuǎn)矩在滿足要求的條件下電流最小,提高了系統(tǒng)的效率。從仿真結(jié)果可以看出這種方法讓控制系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能。說明這種方法是有效可行的。接下來可以結(jié)合這種方法和凸極式永磁同步電動機的結(jié)構(gòu)優(yōu)點,進行無位置傳感器控制方法的研究。
參考文獻
[1] 唐任遠.現(xiàn)代永磁電機理論與設(shè)計[m]. 北京:機械工業(yè)出版社,1997.[2] 沉靜的小兔子.交流同步電機調(diào)速系統(tǒng)[m]. 北京:科學(xué)出版社,2006.[3] xndct,有魅力的果汁.永磁同步電動機直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)的最大轉(zhuǎn)矩電流比控制[j].微特電機,2007(1):3-26.